手机充电器的高效电源原理和设计

全球大型手机公司甚至开始要求充电器制造商供应空载功耗为30mW的充电器。根据能源之星EPS规范2.0版的要求，目前只有1/10的充电器达到这个标准。超低空载功耗开始成为不可或缺的行业标准之一，并被视为衡量企业是否勇于承担社会责任和能否吸引有环保意识的消费者的手段之一。对于另一个关键能耗参数——工作效率，能源之星V2.0规范对1W至250W范围内的外部电源规定了相应的最低值。这些值根据额定功率值由对数公式计算得出，其中，1W电源的最低效率为62%，250W电源的最低效率则为87%，对于5V/500mA (2.5W)电源，其最低效率应达到63%。

电源规范的日益严格为电子产品设计师提出了新的挑战。EPS不仅必须具有最低空载功耗和很高的工作效率，它还必须能在所有元件容差范围内及整个温度范围内提供良好的负载和电压调节，并同时能满足EMI标准，能以具有竞争优势的成本进行制造。

随着媒体播放器、PDA、手机等便携式电子设备的使用量大幅增加，外部电源(EPS)或电池充电器开始占据住宅内的电源插座。EPS所消耗的电量在住宅总用电量中已占到了很大的比重。在能源消耗和电器效率倍受关注的今天，包括欧盟委员会行为准则(CoC)和美国能源之星在内的监管机构相继提高EPS或电池充电器的效率及空载功耗要求，而且此类要求将来仍有可能进一步提高。

随着媒体播放器、PDA、手机等便携式电子设备的使用量大幅增加，外部电源(EPS)或电池充电器开始占据住宅内的电源插座。EPS所消耗的电量在住宅总用电量中已占到了很大的比重。在能源消耗和电器效率倍受关注的今天，包括欧盟委员会行为准则(CoC)和美国能源之星在内的监管机构相继提高EPS或电池充电器的效率及空载功耗要求，而且此类要求将来仍有可能进一步提高。

集成开关IC系列LinkSwitch-II专用于EPS/充电器应用。该器件具有恒压/恒流(CV/CC)特性，适用于电池充电和LED驱动应用。LinkSwitch-II在变压器中独一无二地采用了绕组设计，既可用于提供反馈，又可进行低压供电，从而省去了电流检测电阻以及许多其它元件，使整个EPS在空载条件下的功耗仅为30mW。

许多手机制造商都在努力开发空载性能高于能源之星标准的EPS，这是因为手机EPS通常每天只需1个小时为手机充电，其它23个小时仍插在插座上，一直处于空载状态。与工作时的输出功率相比，尽管空载功耗非常低，但总能耗仍非常高。利用LinkSwitch-II节省大量的能源，2.75W电源的带载效率可达74%，空载功耗始终低于30mW，因而轻松满足能源之星标准。

PI 2.75W充电器与能源之星EPS V2.0标准的对比。(注：输入电压交流230V，带载占空比/空载占空比为1小时/23小时)。

表1将PI的2.75W电源设计的性能与刚刚达到能源之星V2.0标准的电源进行了对比，从中可看出在PI 2.75W充电器每年节省的2.46 kWh电量中，有2.25 kWh来自空载功耗。图1给出了2.75W充电器电源的电路图。

2.75W CV/CC通用输入充电器电源电路

本电源设计的关键在于采用了LinkSwitch-II IC(U1)。该器件在一个单片IC上集成了一个700 V的功率MOSFET、新颖的开/关控制状态机、一个自偏置的高压开关电流源、频率抖动、逐周期电流限制及迟滞热关断电路。它通过在隔离式设计中省去昂贵的光耦器和次级控制电路，大大简化了低功率CV/CC充电器的设计。该器件采用了创新的控制技术，能够提供容差为±5%的输出电压和容差为±10%的电流调节，补偿变压器和内部参数容差随输入电压的变化。

在恒压阶段，输出电压通过开关控制进行调节，通过跳过开关周期得以维持。调节使能与禁止周期的比例能维持输出电压的稳定，同时也可以使转换器的效率在整个负载范围内得到优化。在轻载(涓流充电)条件下，还可以降低电流限流点以减小变压器磁通密度，降低音频噪音和开关损耗。随着负载电流的增大，电流限流点也将升高，跳过的周期也越来越少。

当不再跳过任何开关周期时(达到最大功率点)，LinkSwitch-II内的控制器切换到恒流模式。当需要进一步提高负载电流时，输出电压将随之下降。输出电压的下降反应到FB引脚电压上，作为对FB引脚电压下降的响应，开关频率将线性下降，以实现恒流输出。

采用AC市电输入时，防火、可熔、绕线式电阻RF1提供故障保护，并限制启动期间产生的浪涌电流。由L1、C1和C2组成的π型滤波器对整流电压进行平滑，并衰减差模传导EMI噪声。

D5、R2、R3和C3组成RCD-R箝位电路，用于限制漏感引起的漏极电压尖峰。电阻R3的值较大，用于避免漏感引起的漏极电压波形振荡，这样可防止关断期间的过度振荡，从而降低传导EMI。PI的变压器E-shield技术将进一步降低EMI，该技术是在主绕组和磁芯之间添加一个绕组，用来屏蔽磁芯的电容耦合。此屏蔽绕组位于端接点4和T1的NC之间。

设计中可能具有最差制造容差的元件是变压器。不过，在初级励磁电感过高或过低时，转换器将通过调节振荡器频率自动对此进行补偿。由于这个控制器用于在非连续导通模式下工作，因此输出功率与设定初级电感直接成正比，并可通过调节开关频率对其容差进行完全补偿。

二极管D7对次级进行整流，C7用来滤波。D7使用40V肖特基势垒二极管，以便提供更高的效率。如果可以接受较低的效率，则可以使用1A PN结型二极管以降低成本。C6和R7用来限制D7上的瞬态电压尖峰，并降低传导及辐射EMI。本设计采用了很多EMI滤波和屏蔽措施，能以较大裕量轻松满足EN55022 B级标准。

电阻R8和齐纳二极管VR1形成输出假负载，可以确保空载时的输出电压处于可接受的限制范围内。集成的齐纳二极管用于限制电池自放电，但如果没有此要求，则可省去该元件。 反馈电阻R5和R6被用来设定最大工作频率与恒压阶段的输出电压。

D6、R4和C5形成U1的可选偏置电源，这样可以对U1进行低压供电，从而使EPS的空载功耗达到30mW。如果省去这些元件，U1将从高压初级侧获取电源，此时空载功耗最高将升至200mW，但仍符合能源之星EPS V2.0规范。如果不要求达到超低空载功耗，在可省去偏置电路，以进一步降低成本。

C4的作用是对U1进行去耦并控制输出电缆补偿功能。这种补偿方式可以确保在恒压模式下以及整个负载范围内向电缆末端提供恒压输出，但随着转换器负载从空载增大至峰值功率点(恒压与恒流之间的切换点)，它将通过增大反馈引脚参考电压对输出电缆上的压降进行补偿。控制器则根据状态调节器的输出来决定输出负载以及相应补偿的程度。

1μF的值对应对一条0.3 Ω、24 AWG USB输出电缆的补偿。(10 μF电容对0.49 Ω、26 AWG USB输出电缆进行补偿。)

图2描述了25℃条件下对整个输入电压范围内的输出电压及电流的严格控制。图2中所示的LinkSwitch-II的输出容差是以P/G封装在0℃至100℃的结温度范围内指定的。

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